是德科技:什么是相干光通信?(下)

光纖在線編輯部  2019-04-25 09:46:37  文章來源:綜合整理  版權所有,未經許可嚴禁轉載.

導讀:相干光通信非常復雜的光通信技術,是德科技將為我們詳細介紹什么是相干光通信,文章分為上下兩部分,本篇主要討論相干信號的調制技術和發射機復雜調制部分,下一篇將重點討論相干接收部分的相關內容,感謝是德科技團隊為我們提供的技術文章。

4/25/2019,光纖在線訊:昨日,我們發布是德科技技術軟文上篇,只說到相干發射端的復雜調制如何實現,今天我們就接著從接收端部分講起。

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下篇內容的重點是:
☑  如何檢測復雜調制光信號
☑  相干光接收機:檢測復雜調制信號的完美答案
☑  如何評估相干接收機的信號質量

上篇中的最后部分,說明了復雜光調制方案對發射機結構的影響。無獨有偶,接收機同樣需要我們用特殊的結構去檢測。

在on/off鍵控(OOK)可以通過簡單的一個光電二極管探測到信號,并將光功率轉換成電流 IPhoto 。產生于光二極管中的光電流 IPhoto 與光信號 S 及其復共軛 S* 的乘積成正比。

然而在圖1的方程中,結果卻只包含振幅AS。IPhoto并不能提供頻率ωs和相位φs的任何信息。因此,并不能將右側時域的QPSK信號直接映射到左側的IQ圖上。只可能大致推導出,通過“0”的下曲線代表四個星座點之間的對角線過渡,中間的曲線代表外層過渡。通過“1”的平直線表示相位不變的情況,這意味著符號后面沒有發生改變。

圖1:在直接檢測中,光電流IPhoto只提供光振幅的信息


因此,我們需要用更復雜、更全面的方法,來檢測包括相位信息在內的完整電場信息,所以……我們究竟該如何檢測一個光信號的相位呢?

Part1:如何檢測復雜調制光信號


不同于以往的是,今天的光通信系統更為復雜,操作的波長是近紅外的,1550納米的波長所對應的頻率竟高達200THz,這樣的電場無論時間還是空間,變化速度都實在太快,根本無法使用在MHz到GHz范圍內工作的現有電子設備來進行處理。
因此,我們不妨從時域和頻域入手,看看有哪些可用的檢測方法。

時域檢測
本振來幫忙:
首先,解決這兩個問題的關鍵并不在于測量絕對相位,而在于測量相對已知參考信號的相位。圖2描述了基本的檢測設置:用理想的單色激光器產生的參考信號R,即本振。所謂相干檢測,就是利用一束本振光和輸入的信號光在光混頻器中進行混頻,得到與信號光的頻率、相位和振幅按相同規律變化的中頻信號。

圖2:把信號S和參考信號R混合可以測量相位差
AS:接收光信號的電場幅度值
AR:本振光信號電場幅度值
φS:接收光信號的相位調制信息
φR:本振光的相位調制信息


前文中曾提到的 on/off 直接檢測,是用檢測器直接把輸入光信號轉換為電信號,在這種檢測方式中,光信號經光電轉換后獲得的是中頻信號,還需二次解調才能最終轉換成基帶信號。這種檢測方式設備簡單、經濟實用。

根據信號光和本振光的頻率值的差異,相干檢測分為零差檢測、外差檢測以及內差相干檢測。其中零差相干檢測可以直接還原基帶信號、信噪比最高。

無論是零差檢測、外差檢測還是內差檢測,其檢測根據都來源于接收光信號與本振光信號之間的干涉。

圖3:三種不同的相干檢測


用平衡接收機抑制與相位無關的項:

如圖4所示,使用平衡接收機可以抑制所有其他與相位無關的項。在這里,在一個分支上將被檢測到的信號S和參考信號R做求和,并減去第二個分支上的2x2光合路器(可以是光纖或自由空間光耦合器)。每個分支上產生的信號由一個光電二極管檢測。然后利用這兩種光電流之間的差,在同樣如圖4所示的方程中,所有其他項都被消去了,只剩下拍頻項。

圖4 :平衡檢測的另一個優勢顯而易見,凈光電流增加了一倍


把這個概念帶到IQ平面上——IQ解調器:
為了同時恢復振幅和相位,相干接收機應將分量(I)和分量(Q)作為兩個獨立的輸出信號。為此,需要兩個平衡探測器,而一個本振振蕩器就提供了I與Q的參考信號,只是相位必須移動π/ 2得到Q的部分。對于QPSK信號,圖5給出了整個設置的概念,這就是IQ解調器。

圖5:IQ解調器提供了兩個獨立的測量值,它們都包含振幅和相位的信息


這種設置只適用于非偏振-多路復用的相干信號。此外,該信號僅與探測器上偏振狀態相同的本振信號分量混合。

我們再進一步將概念擴展到雙偏振:

對于雙偏振,解調器的概念需要進一步的拓展。基本原理保持不變: 在偏振分路器之后,現在有兩個IQ解調器,一個用于X偏振,另一個用于Y偏振。只有一個本振為所有支路提供參考信號。

如圖6所示。有四個輸出信號來解析I和Q坐標,每個偏振方向各有一個輸出信號。方程中,所標識的h和v反映了信號相對于接收機偏振參考的水平偏振狀態和垂直偏振狀態, 相當于X和Y偏振平面。利用偏振分光器PBS分開X和Y偏振面上的分量,然后分離出的X和Y偏振分量與本振光源拍頻,從而實現雙偏振信號的相干解調。

圖6:此框圖來自《綜合雙偏振內相干接收機OIF實施協議》,IA # OIF-DPC-RX-01.2, Nov. 14, 2013


本振振蕩器的頻率ωR不同于信號的頻率ωS的接收器,被稱為外差接收機。

在零差接收機中,本振的頻率與載波信號本身的頻率相同,優點是不再依賴于頻率。

圖7量化了零差和外差接收機所需的電帶寬。對于零差檢測,當本振的頻率與信號本身相同時,需要信號光帶寬的一半。外差接收機所需的電帶寬隨本振與信號之間的頻偏增大而增大。

圖7:相干檢測所需的電帶寬,取決于信號與其基準之間的頻偏


使用信號的延遲副本作為參考信號——delay line interferometers

對于相位信息的恢復,本振是必不可少的。另一種解決方案是用信號的副本去覆蓋信號,這種方式就有一個參考信號 ωR = ωS 。

可能會有小伙伴問,這種方法能有效嗎? 事實證明這種自零差方法是有用的,因為檢測隨時間的相位變化還是很有意義的。因此,將信號一分為二,并將延遲復制的信號疊加起來作為參考信號,就可以得到相位變化的信息。

這種測量方法的優點是,它不受由于外部本振和載流激光本身的緩慢頻率(相對于符號速率)波動而引起的誤差的影響。這種接收機設置稱為delay line interferometers。下圖顯示了一個delay line interferometers,信號S(t)和被延遲了T時間的信號S(t+T)。

圖8:delay line interferometers,這里的方程表明,結果依賴于原始信號與其延遲復制信號相位差的余弦值


由于這個函數的周期性, 只有相位差異在0到π之間才能唯一識別,延遲時間T是載波周期2π/ωS的整數倍。這對于BPSK是足夠的,但對于恢復QPSK和更高階調制方案則需要另一個delay line interferometer將相位相對于其他delay line interferometer移動π/ 2,使得能覆蓋整個0到2π的相位范圍。圖9顯示了兩個delay line interferometer的設置,用于接收兩個獨立的I和Q組件。

圖9:擴展更多delay line interferometer,用于QPSK和更高階調制格式


與外差接收機類似,delay line interferometer也可擴展用于偏振靈敏度測量。

對于delay line interferometer,不需要外接本振。因此,避免了引入振蕩器的相位噪聲并且減少了對信號處理的要求。然而,這種方法的缺點仍然可能導致我們更愿意選擇外差接收器。

首先,在沒有時鐘數據恢復(CDR)的情況下,用delay line interferometer測量相位隨時間的變化,需要比符號周期小得多的延遲和采樣周期,但是今天的符號速率已經達到了一個很難企及的水平。此外,對于低功率信號,由于參考信號也是低功率的,且傳輸鏈路上存在噪聲積累,降低了測量靈敏度。無論是采樣技術的實現,測量時間的增加,還是需要額外的trigger信號,零差接收機并不是很靈活。

到目前為止,以上就是所有的時域檢測技術。另一大類方法就是檢測頻譜,通過傅里葉變換得到時域信號。

頻域檢測


為了從復雜調制光信號的頻譜中提取調制光信號,我們必須測量復雜調制光信號的頻譜,即振幅和相位信息。

這可以用一個復雜頻譜分析儀分離不同光信號的頻率成分。所有的頻段都可以用多個檢測器同時檢測,也可以用掃描窄帶濾光器外加單個檢測器依次檢測。

為了恢復相位和振幅,再次使用本振作為參考信號。為了恢復這兩個參數,需要一個發射兩個光頻率信號的源。

圖10顯示了測量偏振分辨復雜光譜所需的完整設置。

圖10:偏振分辨相干頻率檢測設置


頻域檢測的最大優點是它幾乎無限的帶寬,這也意味著無限的時間分辨率,帶寬取決于本振的掃頻范圍,即當今可調諧外腔激光器可達到THz范圍內的帶寬。另一個巨大的優勢是不需要高速接收器。

但是另一方面,它也有主要的缺點。

例如,它只適用于周期信號,此外,還需要一個符號或碼型時鐘,恢復后的時域信號的精度直接取決于光譜分辨率,而光譜分辨率決定了可以分辨的邊帶數目,今天能達到的光譜分辨率也限制了碼型長度在幾十個符號之內。由于這些因素以及該方法不能實時給出結果,使得頻域檢測不適用于接收機。事實上,這將導致較長的測量時間和相當復雜的測量設置和信號處理。

最后,在頻率檢測中,對所有非周期結果進行平均,例如對偏振模色散(PMD)也是如此,因此無法被補償。這樣一來,就誕生了一個堪比哲學三問的終極問題:

我們該如何取舍?

自零差設置需要很少的信號處理,對相位噪聲最不敏感。盡管如此,它們卻不是很靈活,只能接近設計符號速率,并且沒有外差實現那么靈敏。

外差時域檢測方法則具有最高的靈活性。與頻域檢測不同,它們可以用于實時檢測。因此,它們適用于數據網絡中的實時信號。通過實時采樣,可以在所有域中重建完整的信號,并且不受調制格式的限制。在外差時域檢測中,信號長度也沒有限制。在信號處理過程中可以補償PMD和CD。在這種情況下,只有信號處理才是吞吐量限制因素。

同時,必須考慮到這種方法的測試方案是需要四通道高速設備,即高性能的實時digitizer,要具有非常低的抖動和噪聲,在整個頻率范圍內具有很高的有效比特數(ENOB)。


十年磨一劍,是德科技的光調制分析儀進入Terabit測試時代


講了這么多,那么最適合實際應用的接收方式是?

Part2:相干光接收機檢測復雜調制信號的完美答案


上一段我們總結出最靈活的檢測設置是外差時域檢測器,它適用于測試實時信號,不依賴于調制格式。

在圖11中,有一個IQ檢測器位于左側,這里顯示的接收機結構是由光學互聯網絡論壇(OIF)推薦的,可以提取信號中的所有信息。

圖11:OIF推薦的集成式相干接收機實現的功能框圖


緩解損傷(impairments)

經過模數轉換后,數字信號處理(DSP)成為相干光接收機的組成部分。與傳統的on/off鍵控(OOK)相比,它存在色散 (CD)、偏振模色散(PMD)等信號失真效應,DSP的使用使其具有很大的吸引力。

因為DSP支持對CD、PMD和其他缺陷的算法補償,這樣相干檢測就提供了完整的光場信息。這意味著復雜的光學調制可以減少對PMD補償器或色散補償光纖的需求,以及這些模塊所導致的延遲增加。

DSP還可以消除接收器的缺陷。這些缺陷可能是四個電通道之間的channel imbalances、IQ混合后的IQ相位角誤差、四個ADC通道之間的時間偏差以及相干平衡接收機的不平衡差分特性。除了接收機的這些缺陷外,DSP還必須補償發射機和接收機之間光路的信號衰減。它們是CD和PMD、偏振相關損耗(PDL)、偏振旋轉或偏振狀態轉換(PST),系統ASE噪聲和相位噪聲。

載波相位恢復

通過引入本振(LO),找到了一種跟蹤信號相位隨時間變化的方法。但是,外差接收機中的本振(LO)與信號的頻率不同,這將導致隨時間的線性相位漂移。還記得嗎,在前面我們講過在外差式接收機IPhoto與 cos(Δφ+Δωt)成正比。圖12顯示了QPSK調制的“旋轉”星座圖。

圖12:發射laser和本振之間的頻率差導致了“旋轉”星座圖


因此相位改變速度不能比每個符號時間快π/ 4,這是兩個相鄰符號之間的相位差的一半。這又意味著本振(LO)和信號之間的頻率偏移量,需要小于QPSK符號時鐘的1/8。為了能夠跟蹤相位,信號必須在具有可預測相位值的時刻采樣。對于帶寬受限的信號,相位的采樣速率小于符號速率。在下圖中,紅線顯示相位可能無法正確恢復。

圖13:在實際傳輸系統中,由于給定相位噪聲和偏移量的水平,采樣率過低,通常不可能恢復相位


在這種情況下,載波相位噪聲和偏移必須在非常嚴格的限制內,以允許相位的恢復。在實際傳輸系統中,通常情況并非如此,因為在使用實時采集的實際線路中并不需要這么嚴格的規范。

下圖顯示了DFB激光器載波帶寬對相位恢復的影響。在更低帶寬的情況下,載波相位達到了一個極限,再也無法跟蹤相位。符號明顯受到相位噪聲的影響,而相位噪聲是無法消除的。

圖14:DFB激光器載波相位跟蹤隨跟蹤帶寬變化的例子


現在我們一起來看看偏振。光的完全偏振包含橢圓偏振,線偏振和圓偏振,其中后兩者是特殊的橢圓偏振。描述橢圓偏振光各參量之間關系的幾種方法:
☑  三角函數表示法
☑  瓊斯矩陣法,適用于光束之間表現為相干關系。
☑  斯托克斯空間法,使用Poincare球,極點到赤道表示橢圓偏振,赤道上任一點代表不同振動方向的線偏振。

利用瓊斯矩陣來恢復原始偏振態

為了能夠為數字解調器提供兩個獨立的基帶信號(X偏振和Y偏振),偏振解復用是DSP的一個基本步驟。在此步驟中,必須對PMD和PDL進行補償,還需要考慮的是偏振對準的問題。在單模光纖(SMF)中,偏振態在傳輸過程中不被保留。偏振方向沿著信號通過光纖的方式變化(圖15),因此偏振狀態(SOP)在末端并不僅僅與接收器的方向有關。在接收端使用偏振分束器,你得到的不是兩個獨立的信號,而是兩個偏振支路的線性組合。保偏光纖倒是可以在偏振對準的情況下可以維持SOP,但由于其較高的衰減率和價格,在數據傳輸中并沒有被應用。

圖15:這里是偏振解復用前雙偏振QPSK星座圖的例子
單模光纖改變了透射光的偏振狀態,因此接收機端的偏振分路器無法提供2個獨立的信號,而是一個線性組合。


光纖通道中全偏振光發生的偏振傳遞特性函數都可以用瓊斯矩陣來數學描述。將發送信號S與瓊斯矩陣相乘,得到接收信號R。對于無損傷的理想信道,瓊斯矩陣為單位矩陣;接收到的信號與原始發出的信號相同(參見下圖16),其中Sx與Sy分別代表偏振正交復用的兩個通道光場,它們是矢量信號,不僅僅包含光功率。如果發射機和接收機是對準的,接收信號和發送信號相同,不存在通道間的偏振串擾。

在一般的情況下,瓊斯矩陣是2×2矩陣。

圖16:理想信道的瓊斯矩陣


所以基本上要確定瓊斯矩陣才能從測量到的接收信號中推導出原始信號。這很難做到,因為通常很難得知信號在通道中損傷的大小。

因此,通常采用所謂的盲算法來逼近原始信號。這種算法不需要知道原始信號(調制格式除外)。這里,一系列應用于接收信號的均衡器濾波器(參見圖17)代表瓊斯矩陣的逆矩陣。每個濾波器單元模擬一個信號衰減效應。算法迭代搜索篩選變量的集合(β,k…),從而導致收斂性, 這意味著被測符號以最小的誤差映射到算法計算出的符號上。

圖17:均衡器濾波器補償色散(CD)、差分群延遲(DGD)、偏振相關損耗(PDL)和偏振狀態變換(PST)模型1*


這種方法的一個缺點是,它需要恢復兩次相同的偏振通道。這個問題被稱為算法的奇異性,同時這也是一個非常復雜的方法,因為每個符號都必須單獨處理才能計算下一個迭代步驟。

在斯托克斯空間中更容易

在斯托克斯空間中,由于不需要解調,也不需要了解所使用的調制格式或載波頻率,偏振解復用實際上是一個盲過程,因此估計變得更加容易。此外,在斯托克斯空間中不存在奇異性問題。

斯托克斯空間有助于可視化光信號的偏振條件,因此也是觀察光通道偏振變化的一個很好的工具。任何完全偏振光的偏振狀態都可以用這個三維空間中位于球體表面的點來描述——所謂的龐加萊球體,其中心位于坐標系的原點。球體的半徑與光的振幅相對應。沿S3軸的極點表示圓偏振。在S1軸和S2軸形成的赤道平面表示線性偏振,球面上極點和赤道的中間位置為橢圓偏振。

圖18:偏振分復用(PDM) QPSK信號在斯托克斯空間中的龐加萊球


在圖18中看到的實測的X偏振和Y偏振QPSK信號。這兩個信號在采樣點上可能有四個相位差。這些X和Y信號與這四個相位差的組合形成了了在斯托克斯空間中測量到的藍點云。(QPSK信號只有一個偏振方向,因此只有一個在S1軸上的積累) 這四種狀態之間的轉換在空間中定義了一個類似透鏡的對象(參見圖19)。可以看出,任何格式的偏振多路復用信號總是可以定義這樣一個透鏡。


圖19:PDM QPSK -信號符號之間的轉換,在左半球為X偏振(H:水平方向),在右半球為Y偏振(V:垂直方向)


當沿著單模光纖的光路面對PST時,透鏡在空間中旋轉(見圖20)。通過旋轉,可以得到瓊斯矩陣。

圖20:這里是一個PDM QPSK信號的例子,PST導致透鏡在斯托克斯空間內旋轉,透鏡的法線定義了瓊斯矩陣


在斯托克斯空間中,信號衰減效應是如何表示的? 如果有PDL,透鏡會變形和移位。不過,這不會影響瓊斯矩陣的恢復,即透鏡的變形其實是允許有一定量的PDL的數量。CD與偏振無關,不妨礙偏振解復用。在這種情況下,星座圖是較好的定量調查工具。

符號的確定

經過成功的DSP和偏振解復用,終于可以確定接收到的符號啦。在QPSK中,決策準則為星座圖中測量點的I和Q值(見圖21) ,即每一個I和Q值為正值的點都被解釋為 “11” 。但在更高級的格式中,不再可能簡單地將I和Q值作為決策級別。從圖21右側的漫反射云中可以看出,高階調制即使使用相干檢測位也會發生錯誤。那么這些錯誤又該如何量化呢?

圖21:在QPSK中可以基于I和Q值的決策,但在更高級的格式中,不再可能簡單地將I和Q值作為決策級別


Part3:相干通信的質量評定


復雜的光調制方案要求在發射機和接收機端采用新的調制方法。數字信號處理(DSP)作為相干接收機的一個組成部分,從根本上緩解了對色散影響的擔憂。這種好處是相干光通信的一大優點。

但是,依然需要考慮系統內的其他失真影響,并且必須進行徹底的error分析。

傳統的質量參數

從OOK中可知質量衡量標準為在假設高斯噪聲分布的情況下,從眼圖中估計出的誤碼率(BER)和Q因子。QPSK調制是在100 Gbps傳輸系統中廣泛使用的一種復雜調制格式,使用兩個眼圖將其中I-和Q映射到兩個獨立的眼圖上,用眼圖也可以推導出上述質量參數。

在下圖中,在Q 眼圖中有一個從'0'到'1'的過渡,用紫色表示,而對于I,用紅色表示從'1'到'0'的過渡。由于I和Q分量是decoupled的,因此不能將此信息無歧義地投射到IQ-diagram中的符號轉換。左邊的示例可能是從'01'或'00'到'11'或'10'的轉換,因此可以考慮四種可能的轉換。同樣的當映射Q分量時,是類似的。

圖22:QPSK—信號I、Q分量(單偏振)眼圖中,IQ圖中符號轉換的映射總是模棱兩可的,I和Q路徑之間的時間偏差只在IQ圖中可見


這種模棱兩可可能并不一定會造成問題。然而,如果IQ圖發生扭曲或是失真,并不會反映在兩個單獨的I和Q眼圖上。比如說在上圖中,兩個IQ圖中的彎曲對角線轉換指向I和Q路徑之間的時間偏差,并且很顯然I是在Q之前,這在兩個眼圖中卻是看不到的。

對于更高階的格式,事情會變得更加復雜。查看圖23,使用特殊的16-QAM格式。如何將其映射到眼圖?

圖23:特殊16-QAM調制實測星座圖


該圖還提醒我們,在復雜調制中,在IQ平面圖中判斷信號質量更有意義,因為一些失真在此圖中看得更加明顯。

誤差矢量幅度

其實,這個問題在很多年前在RF領域就已經用直觀的方法解決了,即取一個測量點到最近的理想星座點的距離。這個概念適用于任何可以在星座圖中顯示的調制格式。

圖24:誤差向量的定義和誤差向量的大小


上圖說明了,誤差矢量EVM[n]是測試點與理想參考點之間的矢量距離。


其中n為符號index,Ierr = IMeas - IRef, Qerr = QMeas - QRef。
標準化均方根平均EVM定義為:


其中N為計算EVM均方根時考慮的測試點個數。除以峰值參考向量的大小可以進行歸一化。在圖25所示的QPSK信號示例中,四個星座點周圍的實測紅點誤差矢量大小為5%。

圖25:在QPSK信號上測量的EVM


信噪比

由EVM,還可以推導出信噪比(SNR)。它也稱為調制誤碼率(MER),定義為傳輸信號的平均符號功率與噪聲功率之比。這包括任何導致符號偏離其理想狀態的因素:


BER誤碼率估計

對于只有高斯噪聲的情況,可以直接從EVM中預測誤碼率。如果EVM還受到來自其他失真的影響,那么預測就會變得更加復雜。如果使用簡單的模型,測量的誤碼率沒有預測的那么高,因此預測的誤碼率提供了一個上限。

從EVM獲得更多信息

通過查看IQ圖中的轉換,并繪制EVM與時間或頻率的關系圖,可以幫助找到失真的根本原因。
在圖26中有兩個例子。在左邊,將被測信號與“無限”帶寬的參考信號進行比較;在右側,將相同的測量結果與使用升余弦濾波器創建的參考信號進行比較。兩者在符號時間都顯示相同的EVM值。

圖26:相同的EVM值,但是EVM與時間的關系揭示了“無限”帶寬的問題(左邊),而不是升余弦濾波器的問題(右邊)


但從EVM隨時間的演化來看,測量到的信號與“無限”帶寬參考信號的偏差是由高EVM值反映的。如果發射機中使用的升余弦濾波器具有與參考信號相同的特性,則在符號(右側)之間的轉換時間EVM也較低。這種分析可以有助于你發現信號在跳變及過渡過程中產生的那些錯誤信息。
除了EVM外,IQ圖還可以推導出其他誤差參數,幫助我們找到光通信系統問題的根源。

增益不平衡

增益不平衡即將I信號的振幅與Q信號的振幅進行比較,用dB表示。


圖27給出了一個增益不平衡約為2dB的示例,說明存在一個問題。I和Q的大小相差1.26倍。

圖27:增益不平衡,在IQ層面,I的大小大于Q的大小


增益不平衡可能是由于發射機側馬赫-曾德爾調制器的射頻驅動幅值不平衡造成的。

IQ Offset

IQ Offset描述星座圖(圖28)從原始點的偏移量(即中心頻率的功率與平均信號功率的比值)。

圖28:IQ偏移量,IQ圖從原始位置偏移


該數據結果表明了載波饋通信號的大小。當沒有載波通過時,IQ偏移量為零(-無窮大dB)。為信號與偏移量之比:


IQ偏移通常是由調制器的I或Q路徑上的直流偏移或較小的RF驅動振幅和錯誤的偏置點引起的。

正交誤差

正交誤差量化了I和Q正交相位間的差值。理想情況下,I和Q應該正交(90度)。在圖29中,IQ的正交誤差接近10度,這意味著I和Q相距80度。

圖29:正交誤差 I、Q兩相不正交


正交誤差通常指向發射機一側的問題,其中IQ 90°移相器可能有錯誤的偏置點。在這種情況下,眼圖也是變形的。

頻率誤差

頻率誤差顯示了載波相對于本振的頻率誤差。這個誤差數據以赫茲表示,它是必須在數字域中添加的頻率偏移量,以實現載波鎖定。可以補償的最大頻率誤差取決于所使用的調制格式(比較圖30)。

圖30:不同調制格式的頻率誤差和最大頻率誤差示例
注:頻率誤差不影響EVM的測量!



IQ magnitude error

IQ幅值誤差是被測信號與理想參考信號幅值的差值(對比圖24和圖31):

圖31:幅值誤差的例子


例如低頻強噪聲從發射激光中產生,可以引起幅值誤差。

IQ相位誤差和激光線寬

相位誤差是理想IQ參考信號與符號時間內測量的IQ測量信號的相位差(見圖32和圖33)。

圖32:相位誤差的例子


相位誤差可由載波或本振激光器的相位噪聲引起。它也會導致時變頻率誤差。激光的相位噪聲一般使用激光線寬進行量化。可以用下面的步驟估計激光線寬,使用卡爾曼濾波相位跟蹤算法(見卡爾曼基于濾波器的復雜信號估計和解調),相位誤差可以通過傅里葉變換,對相位誤差頻譜進行隨時間的估計獲得。通過將模型擬合到相位誤差譜(見窄線寬相干傳輸系統連續波激光相位噪聲的表征方法)在實際應用中,激光線寬可作為自由擬合參數之一。

圖33:激光線寬估計值(左)與載波相位譜匹配(右)


IQ Skew

IQ Skew測量的是發射器上每個偏振態的I-和Q -信號之間的時間偏差。這是通過測量符號時鐘的相位差使用下面的方程:


IQ Skew將導致失真的IQ曲線和EVM值的增加。當把獨立的I眼圖和Q眼圖重疊時,可以看到它們相對于彼此的位移。在非常干凈的星座情況下,也可以觀察到,在不同的路徑之上向上和向下的45度跳變。

圖34:IQ Skew的例子


X-Y 偏振 skew & imbalance

在X和Y偏振之間也可能存在時間偏差。它的計算公式與IQ偏差相同。X-Y偏振Skew不是影響信號質量測量的一個關鍵參數,但是實際的接收機只能容忍一定的X-Y偏差。注意,Keysight OMA軟件只報告X-Y Skew的數值。由于應用了時間校正,相應的眼圖不會顯示出Skew的影響。

圖35:Imbalance Skew的例子


X-Y偏振不平衡是由于X-和Y-的功率水平不同造成的,根據光功率水平Px和Py計算最大功率變化值ΔPpol如下:



Part4:相干數據傳輸的未來


相干傳輸技術,無論是檢測還是相干光接收一直都是光通信領域的核心技術之一。它的頻譜效率比任何直接傳輸格式都要高,尤其是在長距離和高數據速率的情況下,它既能保持優異的傳送性能又能克服信號高速傳輸而產生的嚴重損耗。然而,即使在較短的距離,如已經使用的城域數據中心互連(DCI),以及在數據中心內部,傳統的直接傳輸方式也有可能慢慢被拋棄,以進行相干調制。而未來將會告訴我們,相干傳輸和直接探測方式誰會因為其在價格、大小和功耗方面的優勢而占上風。

當然在當前的數通領域,相干光調制和直接探測仍舊在共同推動短距和長距傳輸從100G升級到400G甚至更高速率級別。同時硅光技術憑借自身低功耗、低成本、高傳輸速率等優點在數通領域的優勢也愈加凸顯。除此之外,在數據中心領域,交換機和服務器正在邁向第五代高速總線連接技術——DDR5,PCIe5。

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